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低功耗數(shù)字渦街流量計(jì)硬件研制中的關(guān)鍵技術(shù)
Updated:2019-5-25 10:41:41 Browse:1781 Close window Print this page
 [導(dǎo)讀] 數(shù)字渦街流量計(jì)采用了數(shù)字頻譜分析與帶通濾波器組相結(jié)合的方式,在低功耗情況下,它能保證最大限度地濾除流量信號(hào)中混雜的噪聲信號(hào)。根據(jù)降壓型DC/DC與低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)的轉(zhuǎn)換特點(diǎn),搭建了高效率的電源轉(zhuǎn)換電路,為系統(tǒng)提供最大的可用電流。同時(shí),電路設(shè)計(jì)選用低功耗器件,并根據(jù)工作狀態(tài)對(duì)一些器件或者電路進(jìn)行選通,最大程度地降低了系統(tǒng)的功耗。經(jīng)實(shí)際測(cè)試表明,系統(tǒng)性能達(dá)到了渦街流量計(jì)的工業(yè)要求。
 
    0 引言
 
    渦街流量計(jì)是基于流體振蕩原理設(shè)計(jì)而成。在渦街流量計(jì)測(cè)量流體過程中,存在信號(hào)質(zhì)量受流體本身的穩(wěn)定性和均勻性影響較大、易受噪聲影響以及小信號(hào)檢測(cè)能力有限等問題。通過設(shè)計(jì)專門的二次儀表,可以降低上述因素對(duì)渦街測(cè)量的影響[1]。
 
    傳統(tǒng)的兩線制渦街流量計(jì)信號(hào)處理的基本流程是放大、濾波、整形和計(jì)數(shù)。在處理過程中,工頻干擾、管道振動(dòng)和諧波干擾都處于信號(hào)的頻帶范圍內(nèi),渦街流量計(jì)往往受到這些噪聲的影響而無法較精確地提取信號(hào)的頻率信息。基于DSP芯片的數(shù)字信號(hào)處理系統(tǒng),采用針對(duì)性的算法,對(duì)流量計(jì)的輸出信號(hào)進(jìn)行細(xì)致的分析處理,取得了較高的精度。但采用這種處理方法系統(tǒng)功耗大,無法滿足某些工業(yè)現(xiàn)場(chǎng)兩線制電流輸出或者電池供電等應(yīng)用場(chǎng)合的需求[2-3]。因此,本文將數(shù)字信號(hào)處理方法和傳統(tǒng)的脈沖計(jì)數(shù)方法相結(jié)合,研制了基于MSP430的低功耗、兩線制數(shù)字渦街流量計(jì)系統(tǒng),并且在系統(tǒng)其他方面采取節(jié)電措施,較好地解決了抗干擾和精度問題,從而滿足低功耗的要求[4-5]。
 
    1 帶通濾波器組的設(shè)計(jì)
 
    在渦街流量計(jì)測(cè)量的過程中,小流量產(chǎn)生的渦街信號(hào)橫向升力較小,檢測(cè)元件輸出的信號(hào)非常微弱,并且易受流體沖擊振動(dòng)噪聲和管道振動(dòng)噪聲的影響,從而導(dǎo)致量程下限受限,造成整體量程比受限。這些噪聲特性主要體現(xiàn)為某個(gè)頻率點(diǎn)固定和幅值固定的噪聲混雜于渦街信號(hào)中,使得脈沖整形電路誤觸發(fā)、多計(jì)或少計(jì)脈沖,從而影響流量測(cè)量。而在測(cè)量大流量時(shí),檢測(cè)元件輸出的信號(hào)幅值增強(qiáng),信噪比變大,脈沖整形電路誤觸發(fā)的概率降低,測(cè)量變得準(zhǔn)確。因此,流量測(cè)量的難點(diǎn)在于如何提高小流量的測(cè)量準(zhǔn)確度。如果能夠?qū)⑿×髁啃盘?hào)頻率以外的干擾噪聲濾除,將有效避免脈沖整形電路誤觸發(fā),擴(kuò)展系統(tǒng)的量程比。
 
    傳統(tǒng)的信號(hào)調(diào)理電路通常只采用低通濾波器濾除高頻噪聲,對(duì)于低頻時(shí)混雜在信號(hào)頻率范圍內(nèi)的噪聲則無能為力。為了盡量濾除信號(hào)中的噪聲、避免誤觸發(fā)以及提高量程比,帶通濾波器是一個(gè)比較好的選擇。由于渦街流量信號(hào)范圍較寬,因此,需要對(duì)整個(gè)信號(hào)頻率范圍進(jìn)行劃分,然后根據(jù)實(shí)際流量信號(hào)選擇相應(yīng)的頻段進(jìn)行帶通濾波,以獲得更為良好的濾波效果。
 
    1.1 實(shí)現(xiàn)的方式
 
    帶通濾波可以采用單運(yùn)放帶通濾波器或者雙運(yùn)放高、低通濾波器級(jí)聯(lián)實(shí)現(xiàn)。兩種濾波器的比較如下。
 
    ①單運(yùn)放帶通濾波器是一個(gè)窄帶選頻網(wǎng)絡(luò),它的作用是選出中心頻率,并對(duì)其他頻率分量進(jìn)行衰減。在中心頻率兩側(cè),隨著品質(zhì)因數(shù)Q的增大,幅頻曲線的滾降特性加劇,這對(duì)于中心頻率兩側(cè)的有效信號(hào)衰減比較嚴(yán)重,如圖1(a)所示。級(jí)聯(lián)帶通濾波器在中心頻率處的幅頻特性要平坦許多,如圖1(b)所示。
 
 
 
圖1 幅頻特性對(duì)比
 
    ②在轉(zhuǎn)折頻率處,二階單運(yùn)放帶通濾波器僅能提供-6dB/倍頻的截止特性;而采用二階高低通級(jí)聯(lián)實(shí)現(xiàn)的帶通濾波器可以得到-12dB/倍頻的截止特性。
 
    ③選用高低通濾波器級(jí)聯(lián)實(shí)現(xiàn)的帶通濾波器,其截止頻率便于調(diào)節(jié),可以獨(dú)立地進(jìn)行高低通濾波器截止頻率的設(shè)計(jì)。
 
    經(jīng)以上比較,系統(tǒng)選用了后者級(jí)聯(lián)方式。
 
    1.2 濾波器的選擇
 
    為了保證在通帶范圍內(nèi)幅頻特性盡可能平滑,系統(tǒng)選用了巴特沃斯函數(shù)濾波器。巴特沃斯濾波器在衰減和相位之間取得了最佳折中;在通帶和阻帶內(nèi)都沒有紋波。因此,該濾波器也被稱為最大平坦濾波器。
 
    1.3 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的選擇
 
    帶通濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的選擇通常需要綜合考慮濾波器參數(shù)調(diào)整的難易程度、無源器件的非理想特性或者溫度變化對(duì)于濾波器參數(shù)穩(wěn)定性的影響程度,以及拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)本身的復(fù)雜程度。
 
    常用的濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有頻率相關(guān)負(fù)電阻電路FDNR(frequency-dependentnegativeresistor)、壓控電壓源電路VCVS(voltagecontrolvoltagesource)、多反饋濾波電路(multiplefeedback)和狀態(tài)變量濾波電路(statevariable)等。其中,F(xiàn)DNR濾波器常用作濾波電路的旁路分支,并且增加了大量的電路元件;在VCVS電路中,元件的取值對(duì)于截止頻率和品質(zhì)因數(shù)均有影響,濾波器調(diào)節(jié)困難,且受元件參數(shù)非理想特性的影響劇烈,尤其是電容元件;狀態(tài)變量濾波電路的參數(shù)可以獨(dú)立調(diào)節(jié),且受元件擴(kuò)散的影響非常小,但增加了更多的電路元件;多重反饋電路的參數(shù)漂移靈敏度較小,且實(shí)現(xiàn)的電路規(guī)模適中。因此,對(duì)于渦街信號(hào)進(jìn)行多組帶通濾波,選用多反饋結(jié)構(gòu)不論是在元件參數(shù)的影響程度還是電路的規(guī)模上都是適宜的。雙運(yùn)放級(jí)聯(lián)帶通濾波器電路如圖2所示。
 
 
 
圖2 雙運(yùn)放級(jí)聯(lián)帶通濾波器結(jié)構(gòu)圖
 
    1.4 帶通濾波器組的設(shè)計(jì)原則
 
    根據(jù)實(shí)際渦街信號(hào),需要設(shè)計(jì)多路帶通濾波器,以覆蓋整個(gè)渦街信號(hào)的頻率范圍,并且獲得最優(yōu)的濾波效果。設(shè)計(jì)過程中需要遵循以下原則。
 
    ①將整個(gè)信號(hào)頻率范圍分為多個(gè)頻率段,在每個(gè)小范圍的頻段內(nèi)均可對(duì)信號(hào)進(jìn)行更好的濾波。但頻段過多會(huì)占用PCB較多的面積,而頻段過少又會(huì)影響濾波效果;同時(shí),考慮多路選擇器的輸入通常為8路,因此,將整個(gè)信號(hào)范圍分為8個(gè)頻段。工作過程中,單片機(jī)根據(jù)渦街流量信號(hào)少點(diǎn)數(shù)FFT的運(yùn)算結(jié)果,通過各路選擇器,實(shí)時(shí)選通其中1路的輸出送入后端的整形電路。
 
    8個(gè)頻段中相鄰的頻段要求相互疊加,以保證頻率段的無縫切換。疊加的范圍根據(jù)單片機(jī)少點(diǎn)數(shù)FFT的分辨率確定,保證在FFT計(jì)算的誤差范圍內(nèi)不會(huì)選錯(cuò)帶通。在較低頻段,信號(hào)幅值小,為了獲得更精確的濾波,提高信噪比,可以將頻段范圍選擇得相對(duì)較窄;在較高頻段,為保證信噪比,可以將頻段范圍選擇得相對(duì)較寬。
 
    ②遇到有固定頻率干擾點(diǎn)時(shí),可以從干擾點(diǎn)的頻率處對(duì)頻段范圍進(jìn)行劃分,使干擾點(diǎn)的頻率位于較高頻段內(nèi)。如實(shí)際中經(jīng)常遇到50Hz的工頻干擾,我們選擇較低頻段范圍為0~44Hz,較高頻段范圍為35~88Hz。這是因?yàn)樵诟哳l段信號(hào)的渦街信號(hào)幅值較大,相比較低頻段信噪比更大。
 
    2 高效電源設(shè)計(jì)
 
    考慮到兩線制4~20mA的電流傳輸要求,系統(tǒng)自身消耗的電流不能超過4mA,但是單片機(jī)在正常工作時(shí)消耗的電流就有4~5mA,再加上系統(tǒng)其他數(shù)字和模擬電路需要供電。因此,采用普通的線性穩(wěn)壓器進(jìn)行電壓轉(zhuǎn)換的方法顯然是行不通的。為了增加系統(tǒng)中的可用電流,選用轉(zhuǎn)換效率高的降壓型DC/DC器件,將電源輸入端24V直流電壓變換為3.3V,將小的電流/變0為大的電流。
 
    2.1 電源電路設(shè)計(jì)原理
 
    根據(jù)LDO轉(zhuǎn)換原理,其在提供穩(wěn)定輸出電壓的同時(shí),電流傳輸比接近1B1,其中很大一部分能量都被消耗在LDO上。LDO轉(zhuǎn)換效率G的計(jì)算公式:
 
        (1)
 
    式中:Vi為輸入電壓;Iq為L(zhǎng)DO自身消耗電流;Vo為輸出電壓;Io為輸出電流。由式(1)可知,當(dāng)輸入輸出壓差較大時(shí),效率較低。
 
    根據(jù)DC/DC的轉(zhuǎn)換原理,在一定轉(zhuǎn)換效率η的情況下,輸入功率與輸出功率的關(guān)系式為:
 
        (2)
 
    式(2)表明,當(dāng)輸出電壓和輸出電流為定值時(shí),輸入電壓越大,輸出電流就越小。因此,利用DC/DC從高電壓處取電,可使系統(tǒng)在滿足兩線制的前提下獲得更大的可用電流。
 
    通過比較眾多降壓型DC/DC,最終選定LT1934-1芯片。它的輸入電壓范圍為3.2~34V,靜態(tài)電流只有12LA。該芯片利用二極管D1和電容C6為BOOST引腳提供一個(gè)高于輸入電壓的電壓來驅(qū)動(dòng)內(nèi)部功率晶體管,以保證其飽和導(dǎo)通,從而減少自身消耗,提高轉(zhuǎn)換效率。輸出電壓,通過調(diào)整R12和R14的比值可以改變輸出電壓。
 
    為了減小系統(tǒng)的電流消耗,在滿足FB引腳的最低參考電流的情況下,電阻值盡量選得相對(duì)大些。LT1934-1的工作電路如圖3所示。
 
 
 
圖3 LT1934-1的工作電路
 
    當(dāng)LT1934-1輕載時(shí),系統(tǒng)工作于PFM模式。該模式允許轉(zhuǎn)換器進(jìn)行短時(shí)間的開關(guān)轉(zhuǎn)換。DC/DC使用PFM模式時(shí),只需在必要時(shí)轉(zhuǎn)換,以支持負(fù)載并維持輸出電壓。當(dāng)輸出電壓低于設(shè)定值時(shí),IC(LT1934-1)內(nèi)部便觸發(fā)轉(zhuǎn)換,使輸出電壓開始上升;一旦輸出電壓達(dá)到設(shè)定范圍,轉(zhuǎn)化器停止轉(zhuǎn)換,此時(shí)由輸出電容提供負(fù)載電流,同時(shí)輸出電壓下降,直至電壓低于設(shè)定最小值時(shí)IC再次開始工作,節(jié)約了大量的功率。
 
    PFM模式會(huì)使轉(zhuǎn)換器的輸出電壓紋波比PWM模式增大很多。實(shí)際測(cè)得LT1934-1的輸出電壓含有幅值為±20mV、頻率為80kHz的鋸齒波。對(duì)此,系統(tǒng)利用一級(jí)LDO將3.3V轉(zhuǎn)換為3V,以降低紋波電壓。LDO選擇TI公司的TPS71501,其工作電路如圖4所示。
 
 
 
圖4 TPS71501工作電路
 
    TPS71501的靜態(tài)電流為3.2μA,要求最小輸出電容為0.47μF、最大輸出電流為50mA。參考數(shù)據(jù)手冊(cè),當(dāng)輸出電流為10mA時(shí),維持穩(wěn)壓器正常工作的輸入、輸出壓差小于100mV。TPS71501實(shí)際輸入、輸出端的示波器電壓觀測(cè)波形如圖5所示。
 
 
 
圖5 TPS71501輸入/輸出電壓波形
 
    2.2 降壓型DC/DC的布局要點(diǎn)
 
    降壓型DC/DC變換器在接地節(jié)點(diǎn)將匯聚快速變化的大電流。因此,在工作過程中,當(dāng)接地節(jié)點(diǎn)移動(dòng)時(shí),系統(tǒng)性能會(huì)受到影響并且向外輻射電磁干擾,即產(chǎn)生接地反彈。減少接地反彈的最好方法就是控制磁通量變化,使電流環(huán)路面積和環(huán)路面積變化最小。因此,需要對(duì)降壓型DC/DC等器件進(jìn)行合理的布局[6]。
 
    開關(guān)導(dǎo)通/截止?fàn)顟B(tài)電流回路如圖6所示,高頻切換時(shí)電流路徑如圖7所示。此外,DC/DC轉(zhuǎn)換器的地與系統(tǒng)地單點(diǎn)連接,以防止噪聲干擾系統(tǒng)地。
 
 
 
圖6 開關(guān)導(dǎo)通/截止?fàn)顟B(tài)電流回路
 
 
 
圖7 高頻切換時(shí)電流路徑
 
    3 恒流源選通與運(yùn)放選型
 
    由于現(xiàn)場(chǎng)溫度往往不會(huì)大幅變化,所以通常間隔一定時(shí)間進(jìn)行采樣。在采樣間隔,為了節(jié)約系統(tǒng)功耗,可以選擇切斷恒流源回路。恒流源通常是利用一片穩(wěn)壓器件提供恒定電平,然后通過含有運(yùn)放的壓流轉(zhuǎn)換電路獲得。比較下位端與上位端切斷恒流源回路,系統(tǒng)選擇了后者。
 
    ①從電源的下位端切斷恒流源的供給,這種供給方式適用于切斷的器件,如NMOS管或者PNP型三極管。但由于NMOS管和PNP型三極管均為非理想器件,兩者在導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)總存在不可忽視的電阻,這就相當(dāng)于提高了恒流源的負(fù)端電壓。此外,如果恒流源中含有運(yùn)放等器件,即使其供電電壓被切斷,只要輸入端與參考地之間有電壓差,其內(nèi)部的差分輸入電路也可能會(huì)產(chǎn)生一個(gè)較大的電流[1]。
 
    ②從電源的上位端切斷恒流源供給,這種供給方式采用與負(fù)端控制相似的正端控制。受選通器件的導(dǎo)通電阻限制,恒流源的正端電壓會(huì)降低,但只要恒流源的正端電壓高于穩(wěn)壓器件的參考電壓,就不會(huì)對(duì)電路造成影響。
 
    此外,低功耗電路設(shè)計(jì)要求選用低功耗運(yùn)放,即要求消耗的電流小,從而決定了低功耗運(yùn)放輸入端內(nèi)部的長(zhǎng)尾電流偏小。這在很大程度上限制了運(yùn)放的輸出壓擺率,使得運(yùn)放的輸出性能受限[7]。同時(shí),系統(tǒng)為3V低電壓?jiǎn)螛O性供電,要求運(yùn)放的輸出噪聲限定在一定的范圍內(nèi),并且在功耗允許的前提下,盡量減少電阻產(chǎn)生的約翰遜噪聲。
 
    4 結(jié)束語
 
    系統(tǒng)采用數(shù)字頻譜分析結(jié)合模擬帶通濾波器的方法,降低了單片機(jī)的運(yùn)算負(fù)荷,取得了較好的濾波效果,擴(kuò)展了測(cè)量的量程比;同時(shí),利用降壓型DC/DC從高電位處取電,為系統(tǒng)爭(zhēng)取了較大的可用電流,利用LDO進(jìn)一步降低系統(tǒng)工作電壓,節(jié)省了功耗,且獲得了較好的電源品質(zhì);選用低功耗運(yùn)放等關(guān)鍵器件,且部分電路根據(jù)其工作狀態(tài)選通供電,最大程度地降低了系統(tǒng)功耗,為低功耗和兩線制的實(shí)現(xiàn)提供了保障。
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